通信工程畢業(yè)設計論文（二）

4 超寬帶無(wú)線(xiàn)的調制技術(shù) 發(fā)射超寬帶（UWB）信號最常用和最傳統的方法是發(fā)射時(shí)域上很短的脈沖。這種傳輸技術(shù)稱(chēng)為“沖激無(wú)線(xiàn)電”（Impulse Radio，簡(jiǎn)寫(xiě)為IR）。信息數據符號對脈沖進(jìn)行調制，其調制方式可以有多種。脈沖位置調制（PPM）和脈沖幅度調制（PAM）是最常用的兩種調制方式。除了要對脈沖進(jìn)行調制外，為了形成所產(chǎn)生的信號的頻譜，還要用偽隨機碼或偽隨機噪聲（PN）對數據符號進(jìn)行編碼。一般是，編碼后的數據符號引起脈沖在時(shí)間軸上的偏移，這就是所謂的跳時(shí)超寬帶（TH-UWB，Time-Hopping UWB）。直接序列擴譜（DS-SS）就是編碼后的數據符號對基本脈沖的幅度進(jìn)行調制，這在沖激無(wú)線(xiàn)電（IR）中被稱(chēng)為直接序列超寬帶（DS-UWB，Direct-Sequence UWB），這種調制方式似乎非常有吸引力[1]。

對于超寬帶信號，也可以通過(guò)很高的數據速率來(lái)產(chǎn)生而根本不需要具備脈沖的特性。只要UWB定義所要求的相對帶寬或最小帶寬在整個(gè)傳輸過(guò)程中得到滿(mǎn)足，那么，靠發(fā)射高速率數據而不是窄脈沖所產(chǎn)生的具有UWB射頻帶寬的系統，就不應該被排除在UWB系統之外。諸如正交頻分復用（OFDM），在數據速率適當的情況下也可產(chǎn)生UWB信號。因此，OFDM也是一種超寬帶的調制方式。

本文主要討論TH-UWB、DS-UWB和OFDM調制方式。

4.1 PPM-TH-UWB 調制方式

4.1.1 跳時(shí)超寬帶信號的產(chǎn)生

在結合了二進(jìn)制PPM的TH-UWB(二進(jìn)制PPM-TH-UWB或者PPM-TH-UWB)中，UWB信號的產(chǎn)生可以系統地描述如下(參見(jiàn)圖4-1描繪的發(fā)射鏈路) [1]。

SHAPE \* MERGEFORMAT

圖4-1 PPM-TH-UWB信號的發(fā)射方案

給定待發(fā)射的二進(jìn)制序列b=(…，b0，b1，…，bk，bk+1，…)，其速率Rb=1/Tb (b/s)，圖4-1中的第一個(gè)模塊使每個(gè)比特重復Ns次，產(chǎn)生一個(gè)二進(jìn)制序列：

(…，b0，b0，…，b0，b1，b1，…，b1，…，bk，bk，…，bk，bk+1，bk+1，…，bk+1，…)=

(...，a0，a1，…aj，aj+1，…)=a

新的比特速率Rcb=Ns/Tb=1/Ts (b/s)。這個(gè)模塊引入了冗余，其實(shí)是一種被稱(chēng)為重復碼的(Ns，1)分組編碼器。一般術(shù)語(yǔ)上稱(chēng)為信道編碼。

第二個(gè)模塊是傳輸編碼器，就是應用整數值碼序列c=(…，c0，c1，…，cj，cj+1，…)和二進(jìn)制序列a=(…，a0，a1，…，aj，aj+1，…)，產(chǎn)生一個(gè)新序列d，序列d的一般元素表達式如下：

dj=cjTc+aj （4-1）

式中，Tc和 是常量，對所有的cj滿(mǎn)足條件cjTc+

這里的d是一個(gè)實(shí)數值序列，而a是二進(jìn)制序列，c是整數值序列.現在我們遵循最常用的方法，假定c是企業(yè)界隨機碼序列，它的元素cj是整數，且滿(mǎn)足

0 cj Nh-1。 碼序列c可能為周期序列，其周期表示為Np。兩種特殊情況值得討論。第一種，碼是非周期的，即 ；第二種是Np=Ns，這是最常用的一種，這時(shí)的編碼周期與二進(jìn)制碼重復的次數相等。我們必須牢記：傳輸編碼扮演了碼分多址編碼和發(fā)射信號的頻譜形成雙重角色[1]。

實(shí)數值序列d輸入到第三個(gè)模塊，即PPM調制模塊，產(chǎn)生了一個(gè)速率為Rp=Ns/Tb=1/Ts(脈沖/s)的單位脈沖(Dirac pulses ) 序列。這些脈沖在時(shí)間軸上的位置為 ，因此脈沖位置在jTs基礎上偏移了dj，脈沖的發(fā)生時(shí)間也可表示為( )。注意是碼序列對c信號引入了TH位移，也正因為此，c被稱(chēng)為T(mén)H碼。還要注意一點(diǎn)就是由PPM調制引起的位移 ，通常比TH碼引起的位移cjTc小得多，即： ，cj=0除外。Tc稱(chēng)為碼片時(shí)間(chip time)。

最后一個(gè)模塊是脈沖形成濾波器，其沖激響應為。必須保證脈沖形成濾波器輸出的脈沖序列不能有任何的重疊。 以上所有系統級聯(lián)以后的輸出信號 可表示如下：

(4-2)

比特間隔或比特持續時(shí)間，也即用于傳輸一個(gè)比特的時(shí)間Tb，可表示為：Tb=NsTs。在式(4-2)中，cjTc定義了脈沖的隨機性或者說(shuō)是相對于Ts整數倍時(shí)刻的抖動(dòng)。如果用隨機TH抖動(dòng) 來(lái)表示由TH編碼cjTc引起的時(shí)間上的位移，并假定 在0和 之間分布，則可得到：

(4-3)

正如前面提到的， 通常遠大于 。這兩個(gè)量的整體效果是產(chǎn)生一個(gè)分布在0和 之間的時(shí)間隨機位移量，用 表示這個(gè)時(shí)間隨機位移，可得發(fā)射信號的如下表達式：

(4-4)

更一般性地概括式(4-2)所表示的信號，其思想是：對于信息比特“0”和“1”，可以發(fā)射兩個(gè)不同的脈沖波形 和 來(lái)分別表示。上面分析的PPM調制的例子，引入了 這個(gè)時(shí)間位移量，它的值根據它所代表的比特而有所不同，其實(shí)是上述思想的特殊例子，其中的 是 位移以后的波形。一種更一般的表達式：

(4-5)

當將 設置為- 時(shí)，式(4-5)也表示了PAM和TH-UWB的結合，即PAM-TH-UWB模型[1]。

4.1.2 PPM-TH-UWB的發(fā)射鏈路 系統模型如圖4-2所示

SHAPE \* MERGEFORMAT

圖4-2 PPM-TH-UWB 發(fā)射器的系統模型

圖4-2中的第一個(gè)模塊表示二進(jìn)制源。這個(gè)模塊的輸出是發(fā)射到物理信道的二進(jìn)制流。第二個(gè)模塊表示重復碼編碼器。二進(jìn)制流的每一個(gè)比特都被重復次。第三個(gè)模塊仿真TH編碼和二進(jìn)PPM。這里考慮偽隨機TH碼。最后一個(gè)模塊是脈沖形成。這個(gè)模塊的沖激響應表示要發(fā)射的UWB信號的基本脈沖波形[1]。

4.1.3 PPM-TH-UWB 仿真結果及其分析 圖（4-3）顯示了參數設置如下時(shí)所產(chǎn)生的UWB信號

以dBm為單位的平均發(fā)射功率Pow， 信號的抽樣頻率fc， 由二進(jìn)制源產(chǎn)生的比特數numbits， 平均脈沖重復時(shí)間Ts（單位為秒），每個(gè)比特映射的脈沖數Ns， 碼片時(shí)間Tc（秒），跳時(shí)碼的碼元最大值Nh和周期Np，沖激響應持續時(shí)間Tm， 脈沖波形形成因子tau（秒）， PPM時(shí)移dPPM（秒）。

Stx: Pow=-30， fc=50e9， numbits =2， Ts=3e-9， Ns=5，

Tc=1e-9， Nh=3， Np=5， Tm=0.5e-9， tau=0.25e-9，

dPPM=0.5e-9

由圖4-3中可以看到輸出序列的前五個(gè)脈沖在其對應時(shí)隙的中間位置，而后五個(gè)脈沖則在其對應時(shí)隙的起始位置。

圖4-3 PPM-TH-UWB 發(fā)射機產(chǎn)生的信號

圖4-4 PPM-TH-UWB的幅度譜

由圖4-4可以看出，TH編碼和PPM調制都對幅度譜的高斯形狀產(chǎn)生扭曲。PPM-TH-UWB信號的幅度譜將完全包含在無(wú)TH編碼和無(wú)PPM調制的幅度譜包絡(luò )中，這是因為以同樣的形狀和同樣的平均功率傳輸等間隔脈沖的結果。 4.2 PAM-DS-UWB調制方式

4.2.1 直接序列超寬帶信號的產(chǎn)生

直接序列擴譜（DS-SS）是一種著(zhù)名的數字調制方式。這里，我們先回顧DS-SS的基本原理，并把主要精力放在它在UWB的延伸方面。

具有UWB特性的信號可以通過(guò)下面的過(guò)程產(chǎn)生：首先，用偽隨機碼或二進(jìn)制PN碼序列對要發(fā)射的二進(jìn)制進(jìn)行編碼；其次，對一串窄脈沖進(jìn)行幅度調制。這一過(guò)程可以看做是目前使用DS-SS系統的一種極端方式，此時(shí)脈沖在時(shí)域上是具有典型時(shí)間的奈奎斯特型脈沖或方波。讓脈沖寬度遠遠小于切普間隔，很容易得到DS-SS-UWB的解析表達式。在傳統的DS-SS系統中，RF發(fā)射信號是對載波進(jìn)行幅度調制后得到的，通常使用二進(jìn)制相移鍵控BPSK方式。而在DS-UWB中，如果沒(méi)有專(zhuān)門(mén)的要求，這一過(guò)程可省略。[1]

更詳細地，上述信號可以通過(guò)如下過(guò)程產(chǎn)生（見(jiàn)圖所示發(fā)射鏈路）。

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圖4-5 PAM-DS-UWB 信號的發(fā)射方案

假定待發(fā)射的二進(jìn)制序列b=(…，b0，b1，…，bk，bk+1，…)，其速率為Rb=1/Tb (b/s)，圖4-5中的第一個(gè)系統將每個(gè)比特重復Ns次，得到序列：(…，b0，b0，…，b0，b1，b1，…，b1，…，bk，bk，…，bk，bk+1，bk+1，…，bk+1，…)=a*，其速率為Rcb=Ns/Tb=1/Ts (b/s)。與TH方式相似，系統引入的冗余相當于一個(gè)參數為(Ns，1)的重復碼編碼器。

第二個(gè)系統將a*序列轉換成只含有正值和負值元素的序列a=(…，a0，…，a1，…，aj，aj+1，…)，轉換公式為：( ).

發(fā)射編碼器將一個(gè)由 1組成、周期為Np的二進(jìn)制碼序列c=(…，c0，c1，…，cj，cj+1，…)應用到序列a=(…，a0，…，a1，…，aj，aj+1，…)，產(chǎn)生一個(gè)新序列d=a·c，其組成元素dj=ajcj。通常假定Np等于Ns，更具一般性的假定是Np等于Ns的整數倍。注意，序列d的元素值為 1，這一點(diǎn)與序列a相同，其速率為Rc=Ns/Tb=1/Ts (b/s)。

序列d進(jìn)入第三個(gè)系統——PAM調制器，產(chǎn)生一個(gè)速率為Rp=Ns/Tb=1/Ts （脈沖/s）的單位脈沖（Dirac脈沖 ）序列，其位置在jTs處[6]。

調制器輸出的信號進(jìn)入沖洲響應為p(t)的脈沖形成濾波器。在傳統的DS-SS系統中，沖激響應p(t)是持續時(shí)間為T(mén)s的矩形脈沖。而在DS-UWB系統中，與TH方式相似，p(t)是持續時(shí)間遠小于Ts的脈沖。

以上系統級聯(lián)后的輸出信號可以表示為

(4-6)

注意，與TH方式相似，比特間隔或比特持續時(shí)間，即傳輸一個(gè)比特所用的時(shí)間是Tb=NsTs。

輸出的波形顯然是一個(gè)PAM波形。很容易知道，由于沒(méi)有時(shí)移而且脈沖以規則的時(shí)間間隔出現，計算式(4-6)所示信號的PSD要比計算式(4-2)所示信號的PSD更容易。

上述方式的一種變形是使用PPM調制器代替PAM調制器，得到的信號可表示為：

(4-7)

注意到在式(4-7)中，由于碼的偽隨機特性，編碼會(huì )起到白化頻譜的作用。

4.2.2 PAM-DS-UWB 發(fā)射鏈路 其系統模型如圖4-6所示.

SHAPE \* MERGEFORMAT

圖4-6 PAM-DS-UWB 發(fā)射機系統模型

4.2.3 PAM-DS-UWB 仿真結果及其分析

圖4- 7 由PAM-DS-UWB發(fā)射機產(chǎn)生的信號

圖（4-7）顯示了參數設置如下時(shí)所產(chǎn)生的UWB信號

以dBm為單位的平均發(fā)射功率Pow， 信號的抽樣頻率fc， 由二進(jìn)制源產(chǎn)生的比特數numbits， 平均脈沖重復時(shí)間Ts（單位為秒），每個(gè)比特映射的脈沖數Ns， 碼片時(shí)間Tc（秒），跳時(shí)碼的碼元最大值Nh和周期Np，沖激響應持續時(shí)間Tm， 脈沖波形形成因子tau（秒）， PPM時(shí)移dPPM（秒）。

Stx: Pow=-30， fc=50e9， numbits =2， Ts=2e-9，

Ns=10， Np=10， Tm=0.5e-9，

tau=0.25e-9，

這個(gè)信號由兩組脈沖序列組成，每組包含10個(gè)脈沖，每組映射信息源的一個(gè)比特。從圖4-7中可以看出每二組的10個(gè)脈沖與第一組的10個(gè)脈沖在極性上是相反的。

圖4-8 PAM-DS-UWB的幅度譜

由圖4-8可以看出，幅度譜的包絡(luò )具有基本脈沖的傅氏變換的形狀，即高斯形狀。且Np（信號每比特發(fā)射脈沖數）值越大，圖形分布越寬，即幅度峰值越小。 4.3 OFDM調制技術(shù)

4．3．1 概述

多頻帶（MB）方式與本章前兩節分析研究的IR原理不同。根據2002年，FCC公布的UWB定義，帶寬超過(guò)500MHz的信號都是UWB信號。因此，按照FCC規定的頻帶范圍3.1~10.6GHz，將此7.5 GHz的帶寬分割成最小帶寬為500MHz的若干個(gè)頻帶。為了盡量減小同窄帶通信系統的相互干擾，UWB采用較小的功率，于是UWB信號對于窄帶通信系統來(lái)說(shuō)相當于熱噪聲，并不被窄帶通信系統的接收機檢測到，也可以避免特定頻帶上的非人為干擾[1]。

在每個(gè)子頻帶內可以使用不同的數據調制類(lèi)型，并不一定要用IR方式，正確的頻譜帶寬可以通過(guò)合適的比特速率實(shí)現。應用最廣泛的是眾所周知的正交頻分復用（OFDM）。

4．3．2 多頻段OFDM-UWB信號產(chǎn)生 一個(gè)已調的OFDM信號由調制在不同載波頻率 上的同個(gè)并行發(fā)射的信號組成。這些載波等間隔地位于頻域上，其間隔為 。OFDM調制器輸入的二進(jìn)制序列每K比特編為一組，以產(chǎn)生具有N個(gè)符號的數據塊{ }，這里假定 是L個(gè)可能的取值中的一個(gè)，K=N1bL。最后，每個(gè)符號調制一個(gè)不同的載波。為了并行傳輸數據塊的N個(gè)符號，不同的調制載波信號在頻率上必須正交[8]。

所有調制器使用相同的矩形波，其持續時(shí)間為T(mén)：

（4-8）

如果符號 在星座圖中的點(diǎn)用 表示，OFDM信號中有N個(gè)符號的數據塊的表達式如下[1]：

（4-9）

而相應的復包絡(luò )是

（4-10）

其中 ，S（t）是周期為T(mén)0的周期函數。

式（4-9）中OFDM信號的數字變換相當于傳輸式（4-10）中復數包絡(luò )的抽樣值，也就是說(shuō)傳輸序列可表示如下：

（4-11）

tc是抽樣周期。

仿真OFDM調制信號，考慮的是OFDM各個(gè)載波使用QPSK調制的情況。仿真整個(gè)發(fā)射鏈路，產(chǎn)生式（4-9）的信號。

4．3．3 OFDM仿真結果及其分析 要發(fā)射的總比特數numbits； 調制信號的中心頻率fp；抽樣頻率fc； 每個(gè)符號在其相應載波上的傳輸時(shí)間T0； 循環(huán)前綴的持續時(shí)間TP；保護間隔時(shí)間TG， 矩形脈沖響應的幅度為A， OFDM系統的子載波數N。

(1) numbits=8； fp=1e9; fc=50e9;T0=242.4e-9;

TP=60.6e-9;TG=70.1e-9;A=1; N=4;

圖4-9 OFDM-UWB信號

圖4-10 OFDM-UWB幅度譜

圖4-10中的幅度譜由子載波的幅度譜疊加而成。

(2)numbits=8； fp=1e9; fc=50e9;T0=242.4e-9;

TP=0; TG=50e-9;A=1;N=2;

圖4-11 OFDM-UWB信號圖

圖4-11 OFDM-UWB信號幅度譜

對比以上兩圖，可以看出，在同樣的時(shí)間里為了傳輸更多的符號，是以增加帶寬為代價(jià)的，也就是增加子載波的數量。

4.4 總結 通過(guò)一系列的仿真，我們可以得出以下結論:PAM、PPM兩種調制方法主要是為了進(jìn)行信息數據符號對脈沖的調制，而信號中的偽隨機TH碼和DS碼主要是為了產(chǎn)生信號的頻譜，使信號的功率譜密度在采用偽隨機碼調制后變得更加平滑，不能干擾到其它已經(jīng)存在的窄帶系統[9]。

OFDM具有良好的抗多徑干擾性能，通過(guò)頻率的合理選擇，能夠同現存的窄帶系統和開(kāi)放頻段的通信系統具有很好的共存性，同傳統的超寬帶系統相比有很大的優(yōu)勢[11]。 5 性能分析及應用前景

5.1 脈位調制(PPM)和脈幅調制(PAM)

脈位調制(PPM)是一種利用脈沖位置承載數據信息的調制方式。按照采用的離散數據符號的狀態(tài)數可以分為二進(jìn)制PPM(2PPM)和多進(jìn)制(MPPM)。在這種調制方式中，一個(gè)脈沖重復周期內脈沖可能出現的位置有2個(gè)或M個(gè)，脈沖位置與符號狀態(tài)一一對應。根據相鄰脈位之間距離與脈沖寬度之間關(guān)系，又可分為部分重疊的PPM和正交PPM（OPPM）。在部分重疊的PPM中，為保證系統傳輸可靠性，通常選擇相鄰脈位互為脈沖自相關(guān)函數的負峰值點(diǎn)，從而使相鄰符號的歐氏距離最大化。在OPPM中，通常以脈沖寬度為間隔確定脈沖位置。接收機利用相關(guān)器在相應位置進(jìn)行相干檢測。鑒于UWB系統的復雜度和功率限制，實(shí)際應用中，常用的調制方式為2PPM或2OPPM[3]。

PPM的優(yōu)點(diǎn)在于：它僅需要根據數據符號控制脈沖位置，不需要進(jìn)行脈沖幅度和極性的控制，便于以較低的復雜度實(shí)現調制與解調。因此，PPM是UWB系統廣泛采用的調制方式。但是，由于PPM信號為單極性，其輻射譜中往往存在幅度較高的離散譜線(xiàn)。對此超寬帶信號的幅度譜仿真也證明了這一點(diǎn)。如果不對這些譜線(xiàn)進(jìn)行抑制，將很難滿(mǎn)足FCC對輻射譜的要求[10]。

脈幅調制（PAM）是數據通信系統最為常用的調制方式之一。在UWB系統中，考慮到實(shí)現復雜度和功率有效性，不宜采用多進(jìn)制PAM（MPAM）。UWB系統常用的PAM有兩種方式：開(kāi)關(guān)鍵控（OOK）和二進(jìn)制相移鍵控（BPSK）。前者可以采用非相干檢測降低接收機復雜度，而后者采用相干檢測可以更好地保證傳輸可靠性[3]。

當發(fā)射能量相同時(shí)，使用二進(jìn)制PAM調制的信號可以比使用二進(jìn)制PPM調制的信號獲得更好的性能。

5.2 OFDM調制 OFDM有很多優(yōu)點(diǎn)：能夠提供較大的系統容量，具有較強的抗多徑干擾、抗頻率選擇性衰落和頻率擴散能力，適應多徑和移動(dòng)信道傳播條件，能夠適應不同設計需求，靈活分配數據容量和功率，可提供靈活的高速和變速綜合數據傳輸可以實(shí)現較高的安全傳輸性能，允許數據在復數的高速的射頻上被編碼。由于OFDM技術(shù)的良好性能使得它在無(wú)線(xiàn)通信系統中得到了廣泛的應用[12]。

OFDM技術(shù)是將頻道資源分成若干個(gè)子信道，每個(gè)子信帶再采用一定的調制技術(shù)，提高頻率利用率。OFDM可與PPM、PAM等結合使用，將會(huì )有性能更好的調制技術(shù)出現。

5.3 UWB的應用前景 超寬帶技術(shù)在通信、雷達和無(wú)線(xiàn)定位等領(lǐng)域都將有廣闊的應用前景。近年來(lái)，人們對超寬帶技術(shù)深入的研究使超寬帶技術(shù)在系統理論、功率放大器、脈沖的產(chǎn)生與接收、同步、集成電路等方面取得了重大進(jìn)步，尤其是在超寬帶無(wú)線(xiàn)產(chǎn)生領(lǐng)域的技術(shù)進(jìn)步，使超寬帶通信成為無(wú)線(xiàn)網(wǎng)絡(luò )的重要組成部分成為可能。

相對于傳統的窄帶無(wú)線(xiàn)通信系統，超寬帶無(wú)線(xiàn)產(chǎn)生系統具有諸多優(yōu)點(diǎn)和潛力，使超寬帶無(wú)線(xiàn)產(chǎn)生成為中短距無(wú)線(xiàn)網(wǎng)絡(luò )的理想接入技術(shù)。根據產(chǎn)生速率不同，擠兌超寬帶無(wú)線(xiàn)傳輸系統也具有不同的特點(diǎn)和應用領(lǐng)域。

利用超寬帶技術(shù)可以提供高數據率傳輸的能力與定位功能，可以設計依賴(lài)定位信息優(yōu)化網(wǎng)絡(luò )資源管理的WPAN或WLAN，并應用于多媒體傳輸、計算機通信和家庭娛樂(lè )等領(lǐng)域。

利用脈沖超寬帶信號對障礙物的良好穿透特性與精確測距功能，可以設計既具有通信功能也具有定位功能的超寬帶脈沖無(wú)線(xiàn)通信與定位系統。該系統包括傳輸距離遠（通信速率低）、頒布式移動(dòng)定位、便攜、超低成本、超低功耗、定位可靠性和精度高等特點(diǎn)。因而可以廣泛用于傳感器網(wǎng)絡(luò )、消防、公共安全、庫存盤(pán)點(diǎn)、人員監護與救生等重要領(lǐng)域。利用超寬帶脈沖信號低截獲概率、保密性高和體積小的優(yōu)點(diǎn)，該系統還可以應用與偵察、情報收集、傷員救護、武器制導等軍事領(lǐng)域[8]。

超寬帶信號具有很低的輻射功率，而這樣的輻射功率分布在某些方面GHz的頻率范圍內，功率譜密度極低，類(lèi)似白噪聲頻譜，具有低干擾、低截獲概率特性；同時(shí)由于使用窄脈沖為信號載體并采用跳時(shí)擴頻，接收端必須已知發(fā)射端擴頻碼的條件下才能解調出發(fā)射數據來(lái)，加上它對多徑干擾具有很好的魯棒特性，非常適合在軍事保密通信的應用。非常低的輻射功率可以避免過(guò)量的電磁波對人體的傷害[7]。

參考文獻

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